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Nov 11, 2023

Analyse und Design von Ultra

Wissenschaftliche Berichte Band 12,

Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 14214 (2022) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wird eine neue Methode zur Erleichterung des Entwurfs von PRGW-Strukturen (Printed Ridge Gap Waveguide) vorgestellt. Eine der Hauptschwierigkeiten beim Entwurf solcher Strukturen hängt mit ihrem Simulationsprozess zusammen, der sehr zeit- und energieaufwändig ist. Daher wird eine geeignete Randbedingung in Betracht gezogen, um die Primärstruktur ohne Beteiligung des Nagelbetts oder der Pilzelementarzellen herbeizuführen. Mithilfe dieser Technik wird ein Breitband-PRGW-3-dB-Hybrid-Doppelboxkoppler für mm-Wellenfrequenzen bei einer Mittenfrequenz von 30 GHz entwickelt, der für die nächste Generation der Mobilkommunikation eingesetzt werden kann. Der entworfene Koppler bietet eine große Anpassungs- und Isolationsbandbreite mit geringer Unsymmetrie der Ausgangsamplitude, was im Vergleich zu aktuellen Kopplern einzigartig ist. Der Prototyp des vorgeschlagenen Kopplers wird hergestellt und gemessen, wobei die Simulations- und Messergebnisse eine gute Übereinstimmung zeigen, was die Stärke der vorgeschlagenen Methode auch beim PRGW-Strukturdesign anzeigt. Die Messergebnisse zeigen, dass die Koppler über den Frequenzbereich von 25 bis 40 GHz (46 % BW) eine Rückflussdämpfung und Isolierung von mehr als 10 dB erreichen, wobei die Leistungsteilungsunsymmetrie und der Phasenfehler innerhalb von ± 1 dB bzw. ± 5° liegen. Darüber hinaus werden hier quadratische Pilze gewählt, um der hohen Impedanz der Oberfläche gerecht zu werden. Sie bewirken nicht nur eine größere Sperrbandbreite, sondern ihre Konfiguration erleichtert auch ihre Anordnung rund um den Koppler. Das vorgeschlagene Design verfügt über hervorragende Eigenschaften wie niedriges Profil, geringe Verluste und einfache Integration in Mikrowellenschaltungen und -systeme, die für den Entwurf von mm-Wellen-Beamforming-Netzwerken geeignet sein können.

Die kommende drahtlose Kommunikationstechnologie der sechsten Generation (6G) und der fünften Generation (5G) hat die Telekommunikationsbranche grundlegend revolutioniert1. Die nächste Generation der Mobilkommunikation erfordert die Verwendung eines Hochfrequenzspektrums aufgrund der begrenzten Kanalbandbreite der aktuellen, die auf Mikrowellenfrequenzkanälen arbeiten2. Das Millimeterwellen-Frequenzband (mm-Welle) von 30 bis 300 GHz ist ein guter Kandidat für den vorgeschlagenen Zweck. Das mm-Wellen-Spektrum mit enormer verfügbarer Bandbreite ist eine vielversprechende Technologie für die nächste Generation, um die Datenübertragungsrate in der Größenordnung von Multigigabit/s zu steigern und den Bandbreitenmangel bei gesättigtem traditionellem Mikrowellenspektrum zu überwinden3,4. Diese Entwicklung der drahtlosen Datenkommunikation von den heutigen Mikrowellen- und niedrigeren Frequenzbändern hin zu mm-Wellenbändern hat Herausforderungen und Chancen für Entwickler mobiler Dienste mit sich gebracht5,6,7.

In diesem Zusammenhang wurden zahlreiche Arbeiten zum Entwurf von Kopplern, Antennen, Filtern und Resonatoren durchgeführt8,9,10,11,12,13,14. Die zum Entwurf der Komponenten in mm-Wellen-Frequenzbändern verwendeten Technologien waren hauptsächlich Mikrostreifenleitungen, Wellenleiter und substratintegrierte Wellenleiter (SIW)15,16,17. Mit diesen Technologien ist jedoch ein großes Problem verbunden, da sie aufgrund von Dielektrizitäts- und Leiterverlusten oder Leckagen aus Durchkontaktierungen einschließlich Wänden verlustbehaftet sind18,19,20,21. Zu diesem Zweck wurde kürzlich eine neue Technologie namens Ridge Gap Waveguide (RGW) oder insbesondere gedruckte RGW-Strukturen (PRGW) in Betracht gezogen, um dieses Problem zu lösen22,23,24,25,26,27,28, die es der elektromagnetischen Welle ermöglicht breiten sich im Luftspalt zwischen Leiter und First aus und eliminieren somit die dielektrischen Verluste. Darüber hinaus verringert sich der Energieverlust aufgrund des Nagelbetts im RGW oder der elektromagnetischen Bandlücken (EBGs) im PRGW29.

Andererseits ist die Realisierung des 5G-Kommunikationssystems bei der mm-Wellenfrequenz mit kurzen Wellenlängen durch hohe Pfaddämpfung und atmosphärische Absorption begrenzt, was eine verringerte Kommunikationsreichweite impliziert. Obwohl diese Einschränkung durch Antennen mit hoher Verstärkung kompensiert werden kann, weisen diese eine gerichtete schmale Strahlbreite auf, die Techniken zur Strahlumschaltung erfordert, um die Fehlausrichtung des Hauptstrahls zu kompensieren. Strahlschaltnetze sind notwendig, um den Herausforderungen und Erwartungen zukünftiger Technologien gerecht zu werden. Diese können als hohe Energieeffizienz, Mehrbenutzersysteme und große Kanalkapazität mit breiter Scanabdeckung zusammengefasst werden.

Butler Matrix (BM) kann als strahlschaltendes Speisenetzwerk mit seinen verschiedenen Modifikationen das genannte Ziel erfüllen30,31,32,33,34. BM umfasst Koppler, Frequenzweichen und Leistungsteiler, die auf eine bestimmte Art und Weise entworfen und dann angeordnet werden sollten. Es gibt einige Veröffentlichungen zu PRGW- und RGW-Kopplern35. In36 wurden der bereits vorhandene Abzweigleitungskoppler und der gekoppelte Leitungsrichtungskoppler37 mithilfe des Nagelbetts und des Firsts, die die Kupplungen bilden, implementiert. Obwohl die Ergebnisse zufriedenstellend sind, ist der Herstellungsprozess auf diese Weise eine Herausforderung. Autoren in38,39 haben Richtkoppler auf einer Siliziumplattform basierend auf der Theorie der gekoppelten Moden untersucht. Obwohl sie bei mm-Wellenfrequenzen verwendet werden können, weisen sie eine schwache Kopplung auf und es gibt keine Phasendifferenz, die ihre Anwendung einschränkt.

Im Jahr 40 wurde der gedruckte RGW-Koppler mit einer neuartigen Struktur eingeführt, der eine gute Impedanzbandbreite sowie ein geringes Ungleichgewicht der Ausgangsphase und -amplitude bietet. Es sollte erwähnt werden, dass es unmöglich ist, Steckverbinder direkt mit der Struktur zu verbinden, und daher eine Mikrostreifen-Übergangsleitung verwendet werden muss, die ebenfalls in diesem Dokument beschrieben wird. Eine weitere ähnliche Struktur mit mathematischen Gleichungen, die eine flexiblere Struktur in anderen mm-Wellen-Frequenzbändern ermöglicht, wurde in41 vorgeschlagen. Die Autoren in42,43 haben flache Hybrid-Richtkoppler für 5G-Kommunikationszwecke entwickelt. Darüber hinaus wurde in44 mittels PRGW-Technologie ein Rat-Race-Koppler implementiert, der die Eingangsleistung mit 0° oder 180° Phasendifferenz aufteilen kann.

Die genannten Koppler verfügen jedoch über eine große Impedanzbandbreite und leiden unter Ausgangsamplituden- und Phasenungleichgewichten, wodurch die gesamte Struktur schmalbandig wird. Daher ist es nicht möglich, ein breitbandiges Speisenetzwerk für mm-Wellenfrequenzen einschließlich Richtkopplern zu entwerfen. Außerdem ist ihr Simulationsprozess schwierig, da EBG-Einheitszellen um die Struktur herum angeordnet sind und als Oberfläche mit hoher Impedanz fungieren, die die Ausbreitung von Oberflächenwellen verhindert. Daher ist eine geeignete Randbedingung erforderlich, um den Entwurfsprozess zu erleichtern. In dieser Situation besteht keine Notwendigkeit, die EBG-Elementarzellen in eine Primärstruktur zu bringen. Um die erforderlichen Ergebnisse zu erzielen, wird zur endgültigen Optimierung der komplette Koppler mit hochohmigen Oberflächen simuliert. Das vorgeschlagene Verfahren reduziert die Simulationszeit und führt zu der gewünschten Leistung, die mit dem vollständigen Optimierungsentwurfsprozess nur schwer zu erreichen ist. Mithilfe dieser Technik ist ein Ultrabreitband-PRGW-3-dB-Hybridkoppler so konzipiert, dass er über den Frequenzbereich von 25 bis 40 GHz eine Bandbreite des Reflexionskoeffizienten von 46 % sowie eine Isolierung von unter − 10 dB erreicht.

Die hervorragenden Ergebnisse werden durch das vorgeschlagene Entwurfsverfahren erzielt, das nicht nur den Entwurf durch die Vermeidung des EBG in der Entwurfsphase erleichtert, sondern auch eine sehr gute Leistung ermöglicht, indem die Positionierung der EBG-Struktur und der Nägel im First entfällt. Diese Strukturen verlängern die Simulationszeit erheblich, da die Maschenweite erheblich vergrößert wird. Das vorgeschlagene Entwurfsverfahren wird auf den Entwurf eines Kopplers angewendet, kann jedoch auch auf den Entwurf großer Strukturen angewendet werden und spart enorm Zeit und Mühe. Die Neuheit unserer Arbeit besteht nicht nur darin, die neue Methode zum Entwerfen von RGW-Strukturen vorzustellen, sondern auch darin, einen Breitbandkoppler zu entwerfen, der im Vergleich zu ähnlichen Arbeiten bei mm-Wellenfrequenzen die beste Leistung aufweist.

In diesem Abschnitt wird ein schrittweises Entwurfsverfahren für den Breitband-Hybridkoppler auf Basis der PRGW-Technologie erläutert. Erstens ist die periodische quadratische EBG-Einheitszelle, die den Grat umgibt, mit den richtigen Abmessungen ausgelegt, um jegliche Leckage zu unterdrücken und einen breiten Bandlückenbereich von 24 bis 45 GHz zu erzeugen, der für die 5G-Anwendungen erforderlich ist. Eine Randbedingung hinsichtlich der erzielten Luftspalthöhe zwischen EBG-Einheitszellen und dem oberen Leiter wird definiert, um die Konstruktion des Primärkopplers zu erleichtern. Der traditionelle Zweigleitungskoppler wird anhand der vorgeschlagenen Randbedingung entworfen, um die Robustheit der Methode zu validieren. Anschließend wird der Breitband-Doppelbox-Hybridkoppler mit der gleichen vorgeschlagenen Randbedingung simuliert. Nachdem die gewünschten Ergebnisse erzielt wurden, werden EBG-Elementarzellen auf die Struktur angewendet und eine abschließende Optimierung durchgeführt. Abschließend werden die Parameter der gefertigten Struktur bewertet und mit simulierten Ergebnissen verglichen.

Das ideale RGW nutzt das grundlegende Grenzband, das mit der Parallelplatten-Wellenleiterkonfiguration des perfekten elektrischen Leiters (PEC) und des perfekten magnetischen Leiters (PMC) zusammenhängt. Im Luftspalt zwischen der PEC-Oberfläche und der PMC-Oberfläche breitet sich kein Feld aus, solange der Abstand zwischen den beiden Oberflächen, der als Spalthöhe (H) bezeichnet wird, weniger als ein Viertel einer Wellenlänge (λ/4) beträgt. .

In Abb. 1 ist die Idealform des vorgeschlagenen Konzepts dargestellt, während bei RGW deutlich zu erkennen ist, dass ein Metallstreifen oder speziell der Grat von PMC-Oberflächen umgeben ist. Bei einer Wellenleiterhohlraumhöhe von weniger als λ/4 kann sich die elektromagnetische Welle (EM) zwischen dem oberen Leiter und dem Grat ausbreiten, da PEC-PEC-Oberflächen wie PMC-PEC-Oberflächen die Leckage in alle Richtungen unterdrücken.

Die Feldausbreitung (a) innerhalb zweier paralleler Platten besteht aus einer PEC-Platte und einer PMC-Platte und (b) einer Einzeltexturseite des idealen RGW.

Da PMC jedoch in der Natur nicht existiert, wird es durch einen künstlichen magnetischen Leiter (AMC) realisiert, der das PMC-Verhalten über eine bestimmte Bandbreite nachahmt45. Eine EBG-Elementarzelle ist ein AMC, der die genannten Eigenschaften erfüllen kann. Daher wird eine Periode davon in PRGW-Strukturen verwendet, bei denen es sich um eine gedruckte modifizierte Form von RGW handelt. Dieser periodische Teil wird verwendet, um zu verhindern, dass elektromagnetische Wellen innerhalb eines bestimmten Sperrbereichs aus dem Bereich zwischen dem First und dem oberen Leiter austreten. Abbildung 2 zeigt die EBG-Elementarzelle und ihr Dispersionsdiagramm über einen weiten Frequenzbereich, das mithilfe der Computersimulationstechnologie (CST) (Eigenmodus-Löser) ermittelt wurde. Periodische Randbedingungen werden verwendet, um die gesamte EBG-Elementarzellenstruktur zu modellieren. Der Parameter-Sweep des Eigenmodus-Lösers wird verwendet, um die den periodischen Grenzen zugewiesenen Phasen schrittweise zu durchlaufen, ohne Ports zu verwenden40,46. Da in der Frequenzlücke von 24 bis 45 GHz der Wert der Ausbreitungskonstante Null ist, kann daraus geschlossen werden, dass in dem genannten Frequenzbereich eine EBG-Elementarzelle als PMC fungiert, was zu einer Ausbreitungsunterdrückung führt. Die Höhe des luftgefüllten Spalts zwischen dem quadratisch geerdeten Patch und dem oberen Leiter spielt eine entscheidende Rolle bei der Definition der perfekten Randbedingungen. Erwähnenswert ist auch, dass es sich bei dem hier verwendeten Substrat um Rogers RT 6002 mit der Dielektrizitätskonstante von 2,94 und einer Höhe von 0,762 mm handelt. Der Patch ist quadratisch mit einer Länge und Breite von 1,2 mm und der luftgefüllte Bereich hat eine Höhe von 0,254 mm.

PRGW-Strukturdesign. (a) Die periodische Randbedingung für den Entwurf einer EBG-Einheitszelle in CST Microwave Studio. (b) Abschnitt der PRGW-Leitstruktur und (c) Dispersionsdiagramm der quadratischen PRGW-Elementarzelle (Wcell = 1,6, Gap = 0,254, hs = 0,762, Wr = 1,34, P = 1,4 (alle in mm)).

Um die spezifische Randbedingung zu veranschaulichen, wird der traditionelle Single-Box-Zweigleitungskoppler vorgeschlagen47,48. Abbildung 3 zeigt die Konfiguration des Kopplers, der im CST Microwave Studio bei 28 GHz arbeitet. Die Struktur besteht lediglich aus dem Branch-Line-Koppler-Patch ohne die EBG-Elementarzellen und einer darüber platzierten Metallplatte als PEC-Oberfläche. Der luftgefüllte Spalt zwischen dem Koppler-Patch und dem PEC wird bereits im Designprozess der Elementarzelle bestimmt, der mit der CST-Software (Eigen-Mode Solver) aus dem vorherigen Abschnitt ermittelt wird. Wenn es darum geht, über die Randbedingung zu sprechen, sollte erwähnt werden, dass es erforderlich ist, die PMC-Bedingung (Ht = 0) zu definieren, anstatt die periodische EBG-Struktur bei Zmin = 0 für die Ebene zu verwenden, die das Kopplerfeld berührt, und diese zuzuweisen offene Randbedingung für andere Flächen, siehe Abb. 3b. Es ist offensichtlich, dass die Konfiguration so einfach ist und es einige Minuten dauert, die Ergebnisse zu beobachten. Dies ist jedoch nicht der Fall, da man der bereits bestehenden Entwurfsmethode folgen möchte. Abbildung 4 zeigt die Streuparameter des Kopplers. Das Amplitudenungleichgewicht im Bereich zwischen 27 und 29 GHz ist akzeptabel, wodurch die Struktur so schmalbandig ist. Es sollte auch darauf hingewiesen werden, dass die Phasendifferenzunsymmetrie im gesamten Frequenzband akzeptabel ist. Im folgenden Schritt werden die entworfenen EBG-Elementarzellen rund um den Koppler platziert und der Zweig selbst wird über eine Reihe von Durchkontaktierungen geerdet, Abb. 5. Alle Parameter und Längen sind nahezu dieselben wie in Abb. 1 für Elementarzellen und Abb. 3 für den Koppler. Der Abstand zwischen den Pilzen beträgt ebenfalls 0,2 mm. Abbildung 6 zeigt die Ergebnisse, die durch die Anwendung der EBG-Einheitszellen um den Abzweigleitungskoppler erzielt wurden.

Single-Box-Abzweigleitungskoppler. (a) Grundschema, (b) die spezifische Randbedingung in CST Microwave Studio (W1 = 1,3, W2 = 2,1, Wf = 1,34 (alle in mm)).

Simulierte Ergebnisse des Single-Box-Zweigleitungskopplers mit perfekter Randbedingung. (a) Streuparameter, (b) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

Die Konfiguration des herkömmlichen PRGW-Abzweigleitungskopplers.

Simulierte Ergebnisse des Single-Box-Zweigkopplers mit EBG-Elementarzellen. (a) Streuparameter, (b) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

Aus Abb. 6a ist ersichtlich, dass die Ergebnisse vollständig mit denen des Kopplers unter bestimmten Randbedingungen übereinstimmen. Im Frequenzbereich von 27–29 GHz sind Reflexionskoeffizient und Isolation nahezu akzeptabel, da das Ungleichgewicht zwischen den Amplitudenausgangssignalen zufriedenstellend ist. Darüber hinaus ist aus Abb. 6b ersichtlich, dass die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen unter beiden Bedingungen zweifellos so nahe beieinander liegt; die Unwucht beträgt weniger als 2°. Insgesamt kann man schlussfolgern, dass das vorgestellte Verfahren ein leistungsfähiges Werkzeug für die Gestaltung von Strukturen auf Basis der PRGW-Technologie ist.

Herkömmliche Zweigleitungskoppler führen zu einer schmalbandigen Struktur, da das Ungleichgewicht zwischen den Ausgangsamplituden immer größer wird, wenn ein breiter Frequenzbereich berücksichtigt wird. Dies beeinträchtigt die Leistung des Systems, in das der Koppler eingebettet werden soll. Um den Koppler beispielsweise in Breitband-Butler-Matrix-Netzwerken zu verwenden, gäbe es einige Probleme mit dem Schmalbandkoppler. Um die Bandbreite zu verbessern, besteht eine Möglichkeit darin, nach der Abzweigleitung einen weiteren Abschnitt als Dual-Box-3-dB-Koppler hinzuzufügen. Dadurch wird die charakteristische Impedanz der Arme verändert; Ihre Länge bleibt jedoch die Quadraturwellenlänge48. Abbildung 7a zeigt das Schema der vorgeschlagenen Struktur, Abb. 7b,c zeigen den Übergang sowie die Reflexionskoeffizienten und die Phasendifferenz der Struktur im Idealfall. Die Ergebnisse sind völlig zufriedenstellend, da das Amplitudenungleichgewicht über das große Frequenzband klein und akzeptabel ist. Dies hat seinen Ursprung in der zweiten Box, die mit einer Frequenz arbeitet, die der der ersten Box nahekommt und die Struktur folglich breitbandig macht. Im nächsten Schritt verwenden wir ein Vollwellen-Lösertool, CST Microwave Suit, um die Struktur mit der spezifischen Randbedingung zu simulieren, was dabei hilft, die gewünschten Ergebnisse zu erzielen, ohne Pilzelementarzellen einzubeziehen. Abbildung 8 zeigt den Koppler in der vorgeschlagenen Randbedingung, die es ermöglicht, schnellstmöglich zu den simulierten Ergebnissen zu gelangen. Abbildung 9 zeigt die Streuparameter des Breitbandkopplers unter Berücksichtigung der Randbedingung. Es sollte erwähnt werden, dass im Frequenzbereich von 25 GHz bis 40 GHz das Ungleichgewicht der Ausgangsamplitude etwa ± 1 dB beträgt und die Phasendifferenz zwischen den Ausgangsanschlüssen zwischen ± 5° liegt. Diese Eigenschaften sind im Vergleich zu aktuellen mm-Wellen-Hybridkopplern einzigartig.

Idealer Doppelbox-Hybridkoppler. (a) Grundschema, (b) Streuparameter, (c) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

(a) Die geometrische Konfiguration des Doppelbox-Hybridkopplers, (b) die spezifische Randbedingung in CST Microwave Studio (c = 1,3, W1 = 1,02, W2 = 1,67, W3 = 1,62, Wr = 1,34, L1 = 1,12, L2 = 1,54, L3 = 2,62, L4 = 1, Lc = 2,46 (alle in mm)).

Simulierte Ergebnisse des Doppelboxkopplers mit spezifischer Randbedingung. (a) Streuparameter, (b) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

Nachdem der Breitband-Hybridkoppler mithilfe spezifischer Randbedingungen entworfen wurde, ist es an der Zeit, EBG-Einheitszellen wie in Abb. 10 dargestellt anzuwenden. Der S-Parameter und die Phasendifferenz zwischen den Ausgangsanschlüssen des Breitbandkopplers sind in Abb. 11 dargestellt Aus Abb. 11a ist ersichtlich, dass die Impedanzbandbreite der Struktur von – 10 dB zwischen 25 und 40 GHz liegt und das Eingangssignal nahezu in zwei gleiche Signale aufgeteilt und von Ausgangsanschlüssen über dieses Frequenzband empfangen wird. Bezogen auf den Betrieb der Elementarzelle kommt man zu dem Schluss, dass der gesamte Sperrbereich der Elementarzelle gut genutzt wird. Wenn jedoch herkömmliche kreisförmige EBG-Einheitszellen verwendet werden, ist eine solche Bandbreite nicht erreichbar. Aus Abb. 11b ist außerdem ersichtlich, dass die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen über einen weiten Frequenzbereich etwa 90° beträgt. Erwähnenswert ist, dass das Phasenungleichgewicht bei etwa ± 5° und das Amplitudenungleichgewicht bei etwa 1 dB liegt. Somit können wir behaupten, dass es mithilfe der vorgeschlagenen Randbedingung der einfachste Weg ist, die Struktur ohne Pilzelementarzellen zu optimieren und die erreichten Parameter einschließlich der Größe der Arme und ihrer Länge zu verwenden, um den endgültigen PRGW-Koppler zu erreichen.

(a) Blockdiagramm des Breitband-Hybridkopplers, (b) 3D-Ansicht, (b) Draufsicht (zur besseren Veranschaulichung wurde der obere Boden entfernt).

Simulierte Ergebnisse des Breitband-PRGW-Kopplers. (a) Streuparameter, (b) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

Obwohl die Ergebnisse der Doppelkopplerstruktur mit perfekten Randbedingungen und der Struktur mit EBG-Elementarzellen nahe beieinander liegen, weichen die Ergebnisse des Doppelkopplers im Vergleich zum Einzelkoppler stärker von der perfekten Struktur ab. Dieser Unterschied ist darauf zurückzuführen, dass die Doppelbox-Kopplerstruktur komplexer ist als die Einzelkopplerstruktur und die Anzahl der EBG-Einheitszellen, die bei Doppelboxkopplern verwendet werden, größer ist als bei Einzelkopplern.

Wie bereits erwähnt, ist es nicht möglich, SMA-Stecker zu Messzwecken direkt an die PRGW-Strukturen anzuschließen, daher ist eine Übergangsleitung von der Mikrostreifenleitung zum PRGW erforderlich. Das Schema des 90°-Bogenübergangs ist in Abb. 12a,b dargestellt. Rogers RT 6002 mit einer Dicke, die der erforderlichen Spalthöhe zwischen Elementarzellen und oberem Leiter entspricht, wird hier verwendet, um eine Übertragungsleitung mit der charakteristischen Impedanz von 50 Ω bereitzustellen. Anschließend wird diese Mikrostreifenleitung mit ihrem PRGW-Gegenstück verbunden und schließlich wird der Übergang durchgeführt. Ein wichtiger Punkt, der berücksichtigt werden sollte, hängt mit der Tatsache zusammen, dass der Reflexionskoeffizient der Übergangslinie unter – 10 dB liegen muss und ihr Übergangskoeffizient über das Betriebsfrequenzband etwa 0 dB betragen sollte. Um die Leistung der Übertragungsleitung zu validieren, wird diese separat entworfen und simuliert. Abbildung 12c veranschaulicht die S-Parameter der Struktur. Über das gesamte Frequenzband von 25 bis 40 GHz wird das Signal mit minimaler Reflexion und maximalem Übergangskoeffizienten von Port 1 zu Port 2 übertragen. Eine solche Übertragungsleitung ist in den PRGW-Koppler integriert, wie in Abb. 12b gezeigt, was im folgenden Abschnitt demonstriert wird. Darüber hinaus ist zu berücksichtigen, dass die für die Linie verwendeten EBG-Elementarzellen dieselben sind wie die für die Hauptstruktur verwendeten.

Blockdiagramm eines 90° gebogenen PRGW mit Mikrostreifen-zu-PRGW-Übergang. (a) Seitenansicht, (b) Draufsicht, (c) Streuparameter (Wm = 0,633 mm).

Nachdem der Breitbandkoppler entworfen wurde, wird er hergestellt und gemessen, um die durch Simulationen erzielten Ergebnisse zu validieren, siehe Abb. 13a. Im Messaufbau werden die 2,92 mm End-Launch-SMA-Anschlüsse verwendet. Unsere Erwartung besteht darin, einen Reflexionskoeffizienten sowie eine Isolation von unter – 10 dB über den Frequenzbereich von 24 bis 40 GHz zu erreichen, wie in den durchgeführten Simulationen erreicht. Außerdem ist es unser Favorit, zwei gleiche Signale mit einer Phasendifferenz von ± 90° entsprechend dem erregenden Eingangsanschluss zu haben. Allerdings sind, wie bereits erwähnt, für viele Anwendungen ein Amplitudenungleichgewicht von 1 dB und ein Phasenungleichgewicht von ± 5° akzeptabel. Vor diesem Hintergrund erfolgt der in Abb. 13c dargestellte Messaufbau. Da der Koppler völlig symmetrisch ist, ist es nicht erforderlich, die Streuparameter für beide Eingangsanschlüsse zu messen. Darüber hinaus wird ein in Abb. 13b dargestelltes TRL-Kalibrierungskit (Thru-Reflect-Line) hergestellt, um den Netzwerkanalysator lokal zu kalibrieren. Die Reflexions- oder Kurzschluss-, Durchgangs- und Leitungsschaltung, die für die Kalibrierung aller verfügbaren Netzwerkanalysatoren erforderlich ist, ist in einem Paket integriert. Es ist auch offensichtlich, dass die im vorherigen Abschnitt entworfenen Übertragungsleitungen vollständig in den PRGW-Koppler sowie das TRL-Kalibrierungskit integriert sind. Die Messergebnisse sind in Abb. 14 dargestellt. Die Impedanzbandbreite deckt den gesamten Frequenzbereich ab, der in Abb. 14a dargestellt ist. Allerdings gibt es einige Unterschiede zwischen den simulierten und den gemessenen Ergebnissen. Dies ist auf kleinere Fertigungsfehler und unvermeidbare Verbindungsprobleme zurückzuführen. Wenn man über die Ausgangsamplituden und -phasen spricht, kann man leicht erkennen, dass die gewünschten Ergebnisse erzielt werden. Von der Frequenz 25 GHz bis 39 GHz werden die definierten Ungleichgewichte berücksichtigt. Daraus lässt sich schließen, dass die vorgeschlagene Methode unter Zuhilfenahme spezifischer Randbedingungen beim Entwurf der PRGW-Strukturen zuverlässig ist und den Entwurfsprozess beschleunigt.

(a) Herstellung des vorgeschlagenen Breitband-PRGW-Kopplers, (b) TRL-Kalibrierungskit, (c) Messaufbau.

Simulierte und gemessene Ergebnisse des vorgeschlagenen Breitband-PRGW-Kopplers. (a) Streuparameter, (b) Phasendifferenz zwischen Ausgangsanschlüssen (Φ (S21)–Φ (S31)).

Um die Leistung des Kopplers zu bewerten und mit bestehenden Arbeiten zu vergleichen, wird Tabelle 1 bereitgestellt, wobei der Schwerpunkt auf den Leitstrukturen liegt, da es sich dabei um vielversprechende Technologien für die mm-Wellen-Anwendungen handelt. Die meisten der in der Literatur vorgestellten 3-dB-Hybridkoppler haben eine schmale Bandbreite von bis zu 18 % und ein hohes Phasen- und Amplitudenungleichgewicht am Ausgang40,43,49,50,51,52. Die angebotenen Koppler in41,42 haben eine größere Impedanzbandbreite von 26,5 % bzw. 26,6 % sowie ein geringes Phasen- und Amplitudenungleichgewicht am Ausgang, während sie unter der größeren Größe leiden. Die Autoren von53 haben einen SIGW-Hybridkoppler entwickelt, der eine Bandbreite von 26,4 % bietet. Es weist jedoch eine schwache Amplituden- und Phasenbalance auf. Die vorgeschlagene PRGW-Kopplergröße beträgt 1,1 λg × 0,75 λg im Frequenzzentrum von 30 GHz, wobei der Isolations- und Reflexionsverlust über das gesamte Frequenzband von 25 bis 40 GHz unter – 10 dB liegt. Berücksichtigt man das Frequenzband, in dem die Ausgangsunsymmetrie unter 1 dB liegt, bietet der vorgeschlagene Koppler die größte Bandbreite. Darüber hinaus bietet der vorgeschlagene Koppler eine Phasengleichheitsbandbreite von 43 % mit einem Ungleichgewicht zwischen 90° ± 5°, nämlich von 25 bis 39 GHz. Die Ergebnisse weisen darauf hin, dass der in diesem Artikel vorgeschlagene Hybridkoppler im Vergleich zu ähnlichen Arbeiten, die mit modernsten Leitstrukturtechnologien wie PRGW, RGW und SIW implementiert wurden, bei mm-Wellenfrequenzen die beste Leistung aufweist.

In diesem Artikel wurde eine spezifische Randbedingung vorgestellt, um den Entwurf von PRGW-Strukturen zu erleichtern. Unter Ausnutzung der vorgeschlagenen Randbedingung wurde ein Breitband-Dual-Box-Hybridkoppler entworfen, hergestellt und gemessen. Der Reflexionsverlust und die Isolation zwischen zwei benachbarten Ports des Kopplers liegen im Frequenzbereich von 25 bis 40 GHz unter − 10 dB von 46 %. Darüber hinaus liegt das Band, in dem das Ungleichgewicht der Ausgangsamplitude weniger als 1 dB beträgt, zwischen 26 und 39 GHz. Dies gilt für das Band, in dem die Unsymmetrie der Ausgangsphase zwischen ± 5̊ liegt. Der Vergleich zwischen dieser Arbeit und bereits existierenden Gegenstücken zeigt, dass der vorgeschlagene Koppler über beispiellose Eigenschaften verfügt, die seinen Einsatz in Speisenetzen ermöglichen, die Breitbandkomponenten erfordern.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich. Zahra Mousavirazi ([email protected]).

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Diese Arbeit wurde teilweise vom Fonds de echerché du Quebec-Nature et Technologies of Canada (FRQNT) unterstützt.

National Institute for Scientific Research (INRS), Montreal, H5A 1K6, Kanada

Zahra Mousavirazi, Hassan Naseri Gheisanab und Tayeb A. Denidni

Fakultät für Elektrotechnik, Fakultät für Ingenieurwissenschaften, Universität Assiut, Assiut, Ägypten

Mohamed Mamdouh M. Ali

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Konzeptualisierung, ZM und MMMA; Methodik, ZM und MMMA; Software und Simulation, ZM; Validierung, ZM, MMMA und TAD; formale Analyse, ZM und MMMA; Untersuchung ZM, MMMA und HNG; Ressource, TAD; Schreiben – Originalentwurfsvorbereitung, ZM und HNG; Schreiben – Überprüfen und Bearbeiten, ZM, MMMA und TAD; Aufsicht, TAD Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Zahra Mousavirazi.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Mousavirazi, Z., Ali, MMM, Gheisanab, HN et al. Analyse und Design eines Ultrabreitband-PRGW-Hybridkopplers unter Verwendung des PEC/PMC-Wellenleitermodells. Sci Rep 12, 14214 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-18343-0

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Eingegangen: 21. April 2022

Angenommen: 09. August 2022

Veröffentlicht: 20. August 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-18343-0

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