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Apr 18, 2023

Ein Breitband, niedrig

In diesem Artikel wird ein Zeitbereich-EMI-Messsystem für den Frequenzbereich vorgestellt

In diesem Artikel wird ein Zeitbereich-EMI-Messsystem für den Frequenzbereich von 10 Hz bis 40 GHz vorgestellt. Signale mit einer Frequenz von bis zu 1,1 GHz werden von einem ultraschnellen Gleitkomma-Analog-Digital-Wandler (ADC) abgetastet und in Echtzeit auf einem feldprogrammierbaren Gatearray (FPGA) verarbeitet. Ein ultrabreitbandiger mehrstufiger Abwärtswandler ermöglicht die Messung von Signalen mit Frequenzen bis zu 40 GHz. Im Vergleich zu herkömmlichen EMI-Empfängern, die im Frequenzbereich arbeiten, können die Messzeiten um mehrere Größenordnungen verkürzt werden.

Mit vorselektierten integrierten rauscharmen Verstärkern bietet das System eine hohe Empfindlichkeit insbesondere im Ka-Band von 26,5 GHz bis 40 GHz. Der niedrige Systemrauschwert von 26,5 GHz bis 40 GHz ergibt einen durchschnittlichen Grundrauschpegel von etwa 12 dBµV bei einer ZF-Filterbandbreite von 1 MHz in diesem Bereich. Mit einem hohen Systemdynamikbereich von über 70 dB eignet sich das System hervorragend für die Messung breitbandiger, transienter Emissionen oder hochdynamischer Signale wie Radarimpulse. Instationäre Emissionen können über das Echtzeitspektrogramm oder über das Mehrkanal-Amplituden-Wahrscheinlichkeitsverteilungs-Messverfahren (APD) gemessen werden.

EINFÜHRUNG

Aufgrund des stetig steigenden Bedarfs an breitbandiger Informationsübertragung nutzen Kommunikationssysteme und Unterhaltungselektronik immer höhere Frequenzbänder. Um diese Systeme und Dienste vor elektromagnetischen Störungen (EMI) zu schützen, müssen die abgestrahlten und geleiteten EMIs mit speziellen Messgeräten gemessen werden, um die Anforderungen von Standards zur elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) wie CISPR 16-1-1 [1] zu erfüllen ],MIL-461F [2] oder DO-160F [3].

Im Vergleich zu herkömmlichen Messempfängern können EMI-Messsysteme im Zeitbereich EMI-Messungen erheblich beschleunigen und so Zeit sowie Entwicklungs- und Testkosten sparen. In früheren Arbeiten haben wir bereits die obere Frequenzgrenze von Zeitbereichs-EMI-Messsystemen durch breitbandige Abwärtskonvertierung der Messsignale auf 18 GHz und 26 GHz erhöht [4],[5]. Das vorgestellte System ermöglicht die Messung elektromagnetischer Emissionen im Frequenzbereich von 10 Hz bis 40 GHz. Es können Messungen durchgeführt werden, die den Anforderungen von CISPR 16-1-1 vollständig entsprechen. Darüber hinaus bietet das System den erforderlichen Frequenzbereich und ZF-Filter für Messungen gemäß MIL461F und DO-160F. Es werden Messungen der leitungsgebundenen Emissionen an einer PC-Stromversorgungsleitung im Frequenzbereich von 150 kHz bis 30 MHz vorgestellt, die eine Reduzierung der Scanzeit um den Faktor 1350 im Vergleich zu herkömmlichen Messempfängern zeigen. Das gemessene Spektrogramm der Strahlungsemission eines Mikrowellenherds im Ka-Band zeigt die Fähigkeit des Systems, das Zeitverhalten instationärer elektromagnetischer Strahlung zu charakterisieren. Abschließend wird eine Messung eines Frequenzsprungsignals im Frequenzbereich von 36 GHz bis 37 GHz vorgestellt.

ZEITDOMÄNISCHES EMI-MESSSYSTEM

Das vorgestellte Zeitbereich-EMI-Messsystem besteht aus einem ultraschnellen Sampler mit hohem Dynamikbereich in Kombination mit FPGAs für die digitale Signalverarbeitung und einem mehrstufigen Breitband-Abwärtskonverter, der Messungen über 1,1 GHz ermöglicht. Das Blockdiagramm des Systems ist in Abbildung 1 dargestellt. Die elektromagnetischen Emissionen werden z. B. über eine Breitbandantenne für abgestrahlte Emissionen oder ein Leitungsimpedanzstabilisierungsnetzwerk (LISN) für leitungsgebundene Emissionen empfangen. Signale im Frequenzbereich von 10 Hz bis 1,1 GHz werden tiefpassgefiltert, um Aliasing zu vermeiden. Ein Gleitkomma-ADC tastet das Signal mit hoher Auflösung ab, wie in [6] beschrieben. Um einen hohen Dynamikbereich zu erreichen, wird das Signal in drei Pfade mit unterschiedlicher Verstärkung aufgeteilt. Die Signale in jedem Pfad werden parallel mit drei ADCs mit einer Abtastrate von etwa 2,6 GS/s abgetastet. Die abgetasteten Signale werden kombiniert und ergeben so einen Dynamikbereich des Gleitkomma-ADC von 16 Bit.

Abbildung 1: Blockdiagramm des Zeitbereich-EMI-Messsystems

Um das EMI-Signalspektrum zu berechnen, wird das digitalisierte EMI-Signal durch eine FFT auf einem FPGA transformiert. Für instationäre Signale kann ein Spektrogramm über die Kurzzeit-Fourier-Transformation (STFFT) berechnet werden. Während der gewählten Verweilzeit wird eine Gaußsche Fensterfunktion ω[n], entsprechend dem ZF-Filter eines herkömmlichen Messempfängers, mit einer diskreten Zeitkoordinate τ zeitlich verschoben. Für jeden Wert von τ wird das aktuelle Spektrum per FFT berechnet. Das Kurzzeitspektrum X[τ, k] wird berechnet durch

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wobei ω[n − τ] die verschobene Fensterfunktion und x[n] das diskrete Eingangssignal ist. Die über die Zeit berechneten Spektren beschreiben ein Spektrogramm. Es kann gezeigt werden, dass die Kurzzeit-FFT einem Satz paralleler Empfänger entspricht, wobei das aus dem Spektrogramm extrahierte Zeitbereichssignal der Hüllkurve des ZF-Signals jedes Empfängers entspricht [7].

Das Amplitudenspektrum kann mithilfe verschiedener digitaler Detektormodi wie dem Mittelwert-, Spitzen- oder Quasi-Peak-Modus berechnet und anschließend angezeigt werden. Darüber hinaus wurde eine Methode zur Messung der Wahrscheinlichkeitsverteilung mit mehreren Frequenzamplituden implementiert [8]. Neben dem Spektrogramm ermöglicht diese Methode die Bewertung instationärer Emissionen durch Berechnung der statistischen Eigenschaften des Signals.

MEHRSTUFIGER ABWÄRTSKONVERTER

Für Emissionsmessungen im Frequenzbereich von 1,1 GHz bis 40 GHz kommt ein dreistufiger Breitband-Abwärtswandler zum Einsatz. Emissionen von 1,1 GHz bis 6 GHz werden mit einem einzelnen Breitband-Vorauswahlfilter bandpassgefiltert, um den Dynamikbereich des Systems zu erhöhen, wie in Abbildung 2 zu sehen ist. Ein rauscharmer Breitbandverstärker erhöht die Systemempfindlichkeit. Um den störungsfreien Dynamikbereich zu maximieren, ist das Band in 16 Bänder mit einer Bandbreite von etwa 325 MHz unterteilt. Jedes dieser Bänder wird mithilfe eines Mischers und eines rauscharmen PLL-Synthesizers sequentiell auf eine erste hohe Zwischenfrequenz über 6 GHz hochkonvertiert. Ein ZF-Filter wird angewendet und ein zweiter Mischer wandelt die Teilbänder in das Frequenzband unter 1,1 GHz um, wo die Signale zur Abtastung dem Gleitkomma-ADC zugeführt werden [4]. Gemäß Abbildung 1 wird das Frequenzband von 6 GHz auf 26,5 GHz durch den 6-26,5 GHz-Abwärtskonverter herunterkonvertiert. Die Vorselektion unterteilt dieses Frequenzband in 5 ultrabreite Teilbänder mit Bandbreiten zwischen 3 und 5 GHz. Da die Baugruppe dem 26,5-40 GHz-Abwärtskonverter ähnelt, wird sie nicht im Detail beschrieben. Das Blockdiagramm des 26,5-40-GHz-Abwärtswandlers ist in Abbildung 3 dargestellt. Das Eingangsband ist gemäß Tabelle 1 in drei ultrabreite Teilbänder unterteilt. Planare Bandpassfilter höherer Ordnung mit Einfügungsverlusten im Mittelband von 1,5 bis 2,5 dB erhöhen den Dynamikbereich des Systems, indem sie Emissionen außerhalb des Bandes dämpfen, und maximieren den ZF-Dynamikbereich, indem sie verhindern, dass Mischprodukte höherer Ordnung im Zwischenfrequenzband erzeugt werden. Die Umschaltung zwischen den Bändern erfolgt über SP3T PIN-Diodenschalter mit Einfügungsverlusten von weniger als 3,5 dB im Frequenzbereich von 26,5 GHz bis 40 GHz. Breitbandige rauscharme Verstärker erhöhen die Empfindlichkeit des Systems. Ein im nächsten Abschnitt beschriebener Breitbandmischer wird zum Herunterkonvertieren der Bänder in den Eingangsfrequenzbereich des 6-26,5-GHz-Abwärtskonverters verwendet. Die Lokaloszillatorsignale werden von einem rauscharmen PLL-Synthesizer und einem Frequenzvervielfacher erzeugt.

Abbildung 2: Blockdiagramm des 1,1-6 GHz-Abwärtswandlers

Tabelle 1: Vorwahlbänder im Frequenzbereich von 26,5 bis 40 GHz

Abbildung 3: Blockdiagramm des 26,5-40 GHz-Abwärtswandlers

IMPLEMENTIERUNG

Die Komponenten für die Abwärtskonverter wurden auf glasfaserverstärkten Kohlenwasserstoff-/Keramik- und Aluminiumoxid-Substraten in Hybridmontage realisiert. Im Folgenden werden beispielhaft die Breitbandmischer beschrieben, die für die Abwärtskonvertierung des Ka-Bandes von 26,5 GHz auf 40 GHz ausgelegt sind.

Um die ultrabreitbandige Abwärtskonvertierung der Eingangssignale von 26,5 GHz bis 40 GHz in den Frequenzbereich von 6 GHz bis 13 GHz zu realisieren, ist ein Mischer mit einer außergewöhnlich großen ZF-Bandbreite erforderlich. Es wurden doppelt symmetrische Diodendesigns implementiert, da sie eine hohe Port-Port-Isolierung und geringe Umwandlungsverluste bieten, ohne dass eine aktive Vorspannung erforderlich ist. Um einen hohen Dynamikbereich zu erreichen, wurden Schottky-Dioden mit mittleren bis hohen Barrierehöhen gewählt. Es wurden zwei Mischerdesigns realisiert: Mischer 1 enthält ein antiparalleles Diodenpaar, Mischer 2 verwendet einen Quad-Diodenring. Da die Mischerdioden mit einem symmetrischen Signal gespeist werden müssen, sind symmetrische/unsymmetrische Transformatoren (Baluns) eines der Hauptelemente des Mischers. In [9] wurden breitbandige Marchand-Baluns beschrieben. Solche Baluns wurden für die HF- und LO-Anschlüsse des Mischers verwendet und in planarer Bauweise auf Aluminiumsubstrat realisiert. Das gefertigte Substrat für Mischer 2 ist in Abbildung 4 zu sehen. Im Gegensatz zu einem herkömmlichen Transformator mit Mittelanzapfung wird das Gleichtakt-ZF-Signal an den radialen Stichleitungen des HF-Baluns abgegriffen, wo diese Anzapfungen das Signal nicht stören RF-Signal. Da die Abzweigleitungen bei der Mittenfrequenz des HF-Eingangsbandes eine elektrische Länge von λ/4 haben, fungiert der Leistungsteilerübergang als virtuelle Masse für das ungeradzahlige HF-Signal. Dies führt zu einem geringen Umwandlungsverlust und einer hohen HF-ZF-Isolation.

Abbildung 4: Bild des hergestellten Mischer-2-Substrats ohne Diodenchip

Die hergestellten Mischer wurden in ihren jeweiligen Gehäusen gemessen, die mit 2,92-mm-Anschlüssen ausgestattet waren. Für jedes Frequenzband wurde dem LO-Port ein Lokaloszillatorsignal zwischen 20 GHz und 27 GHz mit einer Leistung von 15–18 dBm zugeführt. Der Leistungspegel des ZF-Signals wurde mit einem Präzisionsleistungsmesser im Frequenzbereich von 6 GHz bis 13 GHz gemessen, während ein kalibrierter Signalgenerator das HF-Eingangssignal in den HF-Anschluss einspeiste. Abbildung 5 zeigt die gemessenen Umwandlungsverluste beider Mischer. Die durchschnittliche Wandlungsdämpfung von Mischer 1 beträgt im Frequenzbereich von 26 GHz bis 40 GHz 11,1 dB. Mischer 2 weist einen geringeren durchschnittlichen Wandlungsverlust von 8,5 dB auf, da die verwendeten Dioden eine höhere Grenzfrequenz haben als die in Mischer 1 verwendeten. Beide Mischer haben sehr niedrige Wandlungsverluste im Ka-Band, was ein niedriges Systemrauschen ermöglicht und erreicht sehr große ZF-Bandbreiten von DC bis 14,5 GHz.

Abbildung 5: Vergleich der gemessenen Umwandlungsverluste der eingesetzten Mischer

Port-Port-Isolierungen sind wichtige Leistungsmerkmale für Mischer. Eine hohe LO-ZF-Isolation ist für unser Messsystem von besonderer Bedeutung, da das starke LO-Signal dazu führen kann, dass bei der Zwischenfrequenz des nachfolgenden Mischers unerwünschte Mischprodukte entstehen. Die gemessenen LO-ZF-Isolationen beider Mischer sind in Tabelle 2 dargestellt. Während Mischer 1 eine hohe LO-ZF-Isolation von über 30 dB für Lokaloszillatorsignale von 20 GHz bis 27 GHz erreicht, beträgt die LO-ZF-Isolation 8,6–21,4 dB wurde für Mischer 2 im gleichen Frequenzbereich gemessen. Der Grund für dieses Verhalten ist die zusätzliche Luftbrücke, die für den Fall des Quad-Dioden-Rings in Mischer 2 benötigt wird, um das LO-Signal über das HF-Signal zu leiten. Die Dioden in Mischer 2 verfügen über zwei intern gekreuzte Diodenpaare , was eine solche externe Kreuzung unnötig macht. Aufgrund des geringen Umwandlungsverlusts, der hohen ZF-Bandbreite und der außergewöhnlich hohen LO-ZF-Isolation wurde im Zeitbereichsmesssystem Mischer 2 verwendet.

SYSTEMMESSUNGEN

Ka-Band-Strahlungsemissionen weisen üblicherweise niedrige Leistungsniveaus auf. Daher sollte das Messsystem ein niedriges Systemrauschen aufweisen, um die erforderliche Empfindlichkeit zu erreichen. Verluste in Zuleitungen verschärfen dieses Problem erheblich.

Die Rauschleistung am Ausgang eines Systems, das die Rauschzahl F aufweist, lässt sich berechnen mit

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Dabei ist k die Boltzmann-Konstante, T0 die Umgebungstemperatur und B B die äquivalente Rauschbandbreite

Der theoretische durchschnittliche Grundrauschpegel des Systems kann mit (2) berechnet werden. Die äquivalente Rauschbandbreite BENB der ZF-Filter mit Gauß-Charakteristik ergibt sich mit

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unter Verwendung der Übertragungsfunktionen H(f) des Filters. Mit dem 1-MHz-ZF-Filter und der aus den Komponentenwerten des 26,5-40-GHz-Abwärtswandlers geschätzten Systemeingangsrauschzahl erhalten wir einen geschätzten durchschnittlichen Grundrauschpegel von etwa 11,9 dBµV im Frequenzbereich von 26,5 GHz bis 40 GHz.

Abbildung 6 zeigt Messungen des Systemrauschens im Bereich von 26 GHz bis 40 GHz unter Verwendung der durchschnittlichen Detektor- und ZF-Bandbreite von 1 MHz bzw. 120 kHz. Der Systemeingang wurde angepasst und der variable Eingangsdämpfer auf eine Dämpfung von 0 dB eingestellt. Das Zeitbereich-EMI-Messsystem weist in diesem Frequenzbereich ein sehr niedriges Grundrauschen von unter 20 dBµV für die 1-MHz-ZF-Bandbreite und von unter 10 dBµV für die 120-kHz-ZF-Bandbreite auf. Die Scanzeit betrug bei einer ZF-Bandbreite von 1 MHz und einer Frequenzauflösung von 500 kHz etwa 30 s, während die Scanzeit bei einer ZF-Bandbreite von 120 kHz und einer Frequenzauflösung von 50 kHz etwa 90 s betrug.

Abbildung 6: Grundrauschen des Systems von 26 bis 40 GHz

Um breitbandige transiente Emissionen oder allgemeine hochdynamische Signale wie Radarimpulse zu messen, ist der Dynamikbereich eine wichtige Spezifikation für ein solches System. CISPR 16-1-1 definiert Breitbandimpulse für die Detektorkalibrierung im Band E über 1 GHz und erfordert einen ZF-Dynamikbereich von mindestens 40 dB bei Verwendung eines 1-MHz-ZF-Filters. Zur Charakterisierung des ZF-Dynamikbereichs des Systems speiste ein Pulsgenerator ein pulsmoduliertes Sinussignal mit einer Frequenz von 35 GHz in den Systemeingang ein. Die Signalimpulsbreite wurde auf 1 µs und die Impulsperiode auf 40 ms eingestellt. Das Spektrum wurde mit Peak- und Average-Detektoren und einer ZF-Filterbandbreite von 120 kHz gewichtet und ist in Abbildung 7 dargestellt. Mit dieser Pulsperiode zeigt der Average-Detektor bereits das Grundrauschen des Systems an. Der Pegelunterschied zwischen den Spitzen- und Durchschnittsmessungen des Detektors wird als ZF-Dynamikbereich definiert. Die Messungen in Abbildung 7 zeigen einen ZF-Dynamikbereich von 62,6 dB. Der entsprechende Wert für eine ZF-Filterbandbreite von 1 MHz gemäß CISPR 16-1-1 kann durch Berechnung der Änderung des Impulspegels ΔAPulse und des Rauschpegels ΔANoise berechnet werden

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Dabei sind Bimp,x und BNoise,x die äquivalenten Impuls- und Rauschbandbreiten der ZF-Filter. Die Messungen zeigen einen ZF-Dynamikbereich von 62,6 dB + (18,4 dB – 9,2 dB) = 71,8 dB für eine ZF-Bandbreite von 1 MHz, was die Anforderungen von CISPR 16-1-1 um mehr als 20 dB übertrifft.

Abbildung 7: Gemessenes pulsmoduliertes Signal

Der Avionik-EMV-Standard DO-160F definiert Grenzwertlinien für die leitungsgebundenen Störsignale auf Versorgungsleitungen. Das vorgestellte Zeitbereich-EMI-Messsystem ermöglicht die Durchführung dieser Messungen aufgrund der Implementierung der erforderlichen ZF-Filterbandbreiten. Die Zuleitungen der Stromversorgung eines Personalcomputers wurden mit einer Stromzange mit einer Bandbreite von 10 kHz bis 1 GHz gemessen. Die Messungen sind in Abbildung 8 dargestellt. Für die Messungen wurde der Peak-Detektor mit einer Verweilzeit von 100 ms ausgewählt. Die Scanzeit für den DO-160F-Scan von 150 kHz bis 30 MHz betrug etwa 4 s, während diese Messung mit einem herkömmlichen Heterodyn-Empfänger über 1,5 Stunden dauern würde. Die leitungsgebundenen Störströme im Frequenzbereich von 150 kHz bis 30 MHz überschreiten deutlich die Grenzwerte der DO-160F. Das gemessene Netzteil wäre nicht für die Verwendung mit empfindlichen Geräten gemäß DO-160F geeignet.

Abbildung 8: Gemessenes Spektrum der leitungsgebundenen Störströme auf einer PC-Stromversorgungsleitung

Haushaltsgeräte können im Frequenzbereich über 1 GHz erhebliche spektrale Energiedichten ausstrahlen. Das Spektrogramm ermöglicht die Erkennung singulärer oder frequenzverschiebender Ereignisse in Echtzeit. Ein Mikrowellenherd wurde im Abstand von 3 m zu einer breitbandigen Vierkanthornantenne mit einer Bandbreite von 1,7 GHz bis 20 GHz vermessen. Um Kabelverluste zu kompensieren und die elektrische Feldstärke der abgestrahlten EMI anzugeben, wurden die entsprechenden Wandlerfaktoren und der Antennenfaktor angewendet. Abbildung 9 zeigt das Zeitverhalten der 6. Harmonischen des Magnetrons über einen Zeitraum von 20 s. Das Magnetron schaltet sich nach etwa 3 s ein und nach etwa 9 s aus. Die Ausgangsfrequenz des freilaufenden Oszillators weist eine Frequenzdrift von etwa 10 MHz auf.

Abbildung 9: Spektrogramm der 6. Harmonischen eines Mikrowellenherds

Abbildung 10 zeigt Messungen eines Frequenzsprungsignals. Das Spektrum wurde im Frequenzbereich von 36 GHz bis 37 GHz mit Peak- und Average-Detektoren und einer ZF-Filterbandbreite von 1 MHz gemessen. Da die Detektoren gleichzeitig auf dieselben abgetasteten Daten angewendet werden, zeigen beide Detektoren die gleichen Frequenzkomponenten, obwohl das Signal instationär ist. Der variable Dämpfer wurde auf 10 dB eingestellt. Die Scanzeit für diese Messungen mit einer Frequenzauflösung von 500 kHz betrug etwa 10 s.

Abbildung 10: Gemessenes Spektrum eines Frequenzsprungsignals

ABSCHLUSS

Vorgestellt wurde ein Zeitbereichssystem für EMI-Messungen von 10 Hz bis 40 GHz, das Messungen gemäß CISPR 16-1-1, MIL-461F und DO-160F ermöglicht. Das System bietet eine hohe Empfindlichkeit aufgrund eines niedrigen Grundrauschens des Systems und erreicht einen durchschnittlichen Grundrauschpegel von etwa 12 dBµV im Ka-Band bei einer ZF-Bandbreite von 1 MHz und von etwa 2 dBµV bei einer ZF-Bandbreite von 120 kHz. Mit einem Dynamikbereich von mehr als 70 dB erfüllt das System die Anforderungen von CISPR-16-1-1 und eignet sich hervorragend für die Messung hochdynamischer Signale wie Radarimpulse. Zur Untersuchung der Eigenschaften instationärer elektromagnetischer Strahlung können ein STFFT-basiertes Spektrogramm und eine Methode zur Messung der Amplitudenwahrscheinlichkeitsverteilung mit mehreren Frequenzen verwendet werden. Vorgestellt wurden Messungen der leitungsgebundenen Emissionen auf einer PC-Stromversorgungsleitung mit DO160-ZF-Bandbreiten, Spektrogrammmessungen der abgestrahlten Emissionen eines Mikrowellenofens im Ka-Band und eines Frequenzsprungsignals im Frequenzbereich von 36 GHz bis 37 GHz .

WISSEN

Die Autoren danken der Bayerischen Forschungsstiftung für die Mitfinanzierung dieses Projekts.

© 2012 IEEE. Nachdruck mit Genehmigung aus dem Tagungsband des IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility 2012.

VERWEISE

Christian Hoffmann, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, München, Deutschland, [email protected]

Ayoub Sidhom, Technische Universität München, Institute for Nanoelectronics Munich, Germany

Stephan Braun, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, München, Deutschland, [email protected]

Peter Russer, Technische Universität München, Institute for Nanoelectronics Munich, Germany, [email protected]

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